黄晓军侯秀英

(北京邮电大学北京100876)

本文简要介绍了通信整流器的发展过程、器件发展对电路的影响、电流电路方案、移相桥的改进、三电平变换器、三相单管和三管功率因数校正、单级整流器等。

通信电源整流变换器功率因数校正综述

1信用整流器发展的几个阶段

中国通信整流器的发展可以追溯到20世纪50年代充气整流管(钨氩管)和手动调压整流器。20世纪50年代末，邮电部设计院和武汉通信电厂研制生产了划时代的饱和电抗器控制的“自动”硒整流器。20世纪60年代，用硅二极管代替硒整流器的硅整流器被用来稳定电压和电流；在20世纪60年代末和70年代初，电压和电流稳定(可控)的硅整流器由晶闸管整流和控制；20世纪80年代，高频开关整流器开始应用。随着20世纪90年代世界供电技术的升级，通信用高频开关整流器发展迅速。

2设备对电路和设备发展的影响

20多年来，可控硅在中国通信整流器中占据主导地位。原因之一是晶闸管是一种大功率半导体器件，它减小了设备的尺寸和重量，提高了效率；第二，中国已经掌握了晶闸管的生产工艺；第三，国内自关断器件的大功率晶体管耐压不够高，电流不够大，开关速度不快，因此很难开发生产数百瓦以上的高频变换器，需要超大规模集成电路生产技术的场效应功率晶体管(mosfet)和双极晶体管(igbt)。20世纪80年代末90年代初，国外产品进入国内市场，大功率开关电源的研究和生产有了必要的物质基础。

Mosfet和igbt正朝着许多方向发展，如高电压、大电流、低导通电阻或电压降、快速(低栅极负载)、快速二极管或肖特基二极管在开关管中反向并联，例如，mosfet单管具有1200v、32a、0.35ω，igbt单管具有1700v、72a、3.3v和高达2500v V。另一个例子是600v、40a快速igbt导通状态电压降2v、关断延迟时间200ns、电流降相应的500v、44a快速mosfet的导通电阻为0.12ω，关断延迟时间为53ns，电流下降时间为8ns。可以看出，快速mosfet的关断速度仍然比快速igbt快很多倍，可以降低电路的关断损耗。用低压肖特基二极管封装低压mosfet，可以将低压电路的效率提高1.5 ~ 4%。低压MOSFET的导通电阻很小，例如20v和61a的MOSFET的导通电阻rds (on)为0.013ω，更适合作为“同步”器件，更适合3.3v和1.8v的cpu电源，因此低压开关电源的效率往往可以达到90%。低电荷mosfet的米勒电容降低了85%，栅极电荷降低了40%，开关损耗降低了一半，工作频率可达1mhz。

软恢复大电流超快恢复二极管可以减少恢复过程中的噪声干扰。硅肖特基二极管具有非常小的反向恢复时间(约10ns)，低正向压降和低反向耐受电压。现在有耐压高达200伏的产品，如果将其用于48伏带预调节级的通信整流器的输出整流，可以提高效率。

各种新型转换器集成电路控制芯片，如各种pwm电流模式控制芯片、移相桥式转换器控制芯片、功率因数校正控制芯片等。是从国外进口的。

我国高频铁氧体磁芯的性能有了很大的提高。扁平铁氧体磁性和印刷绕组降低了变压器的高度和体积。非晶磁芯、超微晶磁芯和纳米晶磁芯的饱和磁通密度高，体积小，可与150khz以下的铁氧体竞争。纳米晶磁芯的高频损耗较小，有利于制作高频饱和电感。电解电容器的体积越来越小。大电流高频非极性电容需要较小的引线电阻和寄生电感，每个引出端需要几十个焊点。数百芯高频李兹电缆可以减少绕组高频集肤效应的损失，并且易于焊接。铝板和印刷电路板的复合板使散热和电路紧密结合，提高散热，缩短引线，减少干扰，减小体积。

3.降低功率晶体管的开关损耗

(1)再生吸收电路[1]:它是将缓冲电容上储存的能量返回给电源或负载，或称为无损吸收电路。

(2)主动箝位:电容器上存储的能量由功率晶体管操作，并在所需时间内使用。

(3)mosfet和igbt并联运行[2]:利用igbt导通压降小、mosfet关断速度快的优点，结合了性能优异的等效开关器件。这种方法可以应用于各种电路。Igbt工作在软关断状态，但电路是硬开关，因此采用吸能电路可以降低mosfet的关断损耗。由于其简单的辅助电路，只要驱动脉冲很好地匹配，两个管的操作可以自动适应，而不管满负载或空负载，并且当负载电流小时，两个管的电流同时减小。mosfet没有过大的峰值电流，可靠性高。没有几乎固定的峰值电流对应于两倍的额定负载分量，如零电压zvs和零电流传输zct。

(4) zvs和zvt:主开关管并联一个吸收电容以降低关断损耗，相当于一个再生吸收电路；zvs的工作过程是先将电容电压放电到零，然后接通主开关管。零电压转换(Zvt)是指在主开关管两端串联谐振电感和辅助开关管，实现零电压开关的电路。

(5)零电流关断(zcs)和零电流关断(zct):先将主开关管的电流降至零，然后关断主开关管。零电流转换(zct)是指谐振电容、谐振电感和辅助开关管并联在主开关管两端实现零电流关断的电路。

近年来，学术界和科学界对(4)和(5)以及各种电路做了大量的研究。

4.通信用开关整流电源的主要方案

整流器中有许多直流(dc/dc)转换器用于大功率通信，如脉宽调制(pwm)和移相桥。

(1)双晶体管正激变换器和双晶体管正激变换器:后者通常由两个双晶体管正激变换器组成，具有不共同导通、直流磁化不稳定、从空负载到满负载容易操作、技术问题少、可靠性好的优点；它首先被重视。然而，二极管、变压器、电感器和其他装置应该用于双正向激励。然而，当功率较小时，双正激变换器可以简化[3]。

(2)半桥变换器:与典型的双正激变换器相比，该电路的器件较少，两个半桥电路可以在输入侧串联，以承受高输入电压，一个具有两个初级绕组的变压器可以共用，形成一个大功率复合半桥变换器。现在，由于开关管的快速关断速度，共模传导问题很容易解决。由电流控制芯片控制的上下管的不对称性也能得到很好的解决，可靠性得到保证，应用越来越普遍。

上述方案采用pwm控制，易于实现大范围负载(如轻载and/き0/负载)的可靠运行。

(3)移相全桥变换器:利用pwm原理调节输出电压，无需增加功率晶体管即可实现零电压开关，效率高。然而，当基本电路处于轻负载和空负载下时，零电压转换困难并且可靠性降低。幸运的是，大型系统中通信电源的负载电流变化很小，并且许多单元并行运行，因此可以调整运行单元的数量，以避免轻负载运行。5.当前直流/直流变换器方案研究简介

5.1移相全桥变换器电路改进

为了使移相全桥变换器能够用于轻负载或/0/负载，有如下几种改进方案:

(1)变压器初级串联饱和电感使小电流下的储能相对增加，但对电感芯材要求高，容易过热。(2)变压器次级整流二极管与饱和电感串联，防止变压器次级在换相期间短路。变压器的滤波电感和励磁电流可用于储能，zvs的最小负载电流可小至额定电流的1/8。磁芯材料和加热容易解决。

(3)电感la加到滞后半桥的中点，并连接到DC分压电容器的中点，如图1所示。电感电流的峰值与输出电流无关，这可以保证滞后半桥的zvs。有许多类似的电路:例如，电容器和二极管并联。

(4)零电压零电流开关(zvzcs):即前半桥为zvs，后半桥为zcs。有多种方案:图2显示了变压器次级有源箝位[4]的zvzcs移相全桥电路，vt5在vt3或vt4关断之前导通，箝位电容电压被引出以降低变压器电流并实现近似zcs。

另一种不增加开关管的方案是使用更小的耦合电容cb，并且电容电压可以在预导通相关性被打破之后迅速降低变压器电流。滞后相采用反向阻断igbt(无反并联二极管vd3和vd4)，可避免电容反向振荡。现在有igbt与内部串联正向二极管，以提高反向耐压。

5.2三电平直流/直流变换器研究

三电平(tl)意味着输出波形有三个电平:正、零和负。每根管子的耐压只有输入电压的1/2。有两种形式:(1)从半桥变换器扩展而来的三电平变换器[5] [6]，如图3所示，它由四个串联的开关管组成，每个开关管被二极管限制在输入电压uin的1/2。其工作原理与移相桥相似，如vt1和vt4为超前相，vt2和vt3为滞后相，pwm由移相控制实现，变压器的一次峰值为uin/2。当次级采用倍流整流[7] (CDR)电路时，变压器结构最简单，绕组利用率最高。

(2)由移相全桥[8]变换而来:前置半桥(全半桥)和后置半桥通过输入电压uin串联供电，成为本方案的三电平变换器。当然，变压器的初级DC阻断电容是必不可少的，其耐压为uin/2。

6.功率因数校正的发展

6.1单相输入的功率因数校正

常用的电路由升压转换器组成，基本电路是硬开关pfc电路。它可以配合各种吸收电路，采取各种措施降低主开关管vt1的开关损耗。

例如zvs)软开关的pfc电路。主开关管vt1的并联电容器c1是吸收电容器。在主开关管接通之前，必须接通辅助开关管vt2，并且c1上的电压通过l1放电到零，使得vt1可以在零电压下接通，从而减少开关损耗并提高效率。该电路的辅助开关管vt2在大电流下很难关断，仍然有明显的发热。

改进的方案[9]和[10]有一个辅助管来增加反向能量吸收电路。当
vt2关闭时，l1的电流对c1充电，电压缓慢上升，起到缓冲电容的作用。当vt1关闭时，就像自举电路一样，它会提升c1的电位，并将能量释放回输出端。

6.2三相输入的功率因数校正

目前常用的是简单的无源功率因数校正，例如在三相整流桥的输入侧或输出侧串联一个小电感，使电流峰值较小，功率因数可达0.92 ~ 0.93。然而，目前的国际标准iec1000-3-4有更高的要求[11]，并且有许多研究方案。

只有一个主开关管，电路简单，功率因数可达0.955。主电路如图5所示，它是一个三相升压转换电路。主开关管vt1基本工作在脉宽相等的pwm状态，三相高频储能电感l1、l2和l3可以同时储能或放电，将输出DC电压提高到750 v ~ 800 v。电感小，工作在断续电流(dcm)状态，使得高频开关周期的电流峰值与相电压瞬时值成正比，使谐波电流变小，功率因数提高。然而，在储能释放过程中，电流与输入电压不成比例，三相电流波形仍然失真。

零电流关断(zct)可以将igbt的关断损耗降至最低。改进的零电流关断电路如图5所示。辅助开关管vt2连接到输出电压uo。在主开关管关闭之前，辅助开关管vt2打开，因此uo通过lr、vt1和vd8对cr谐振反向充电。在放电过程中，主开关vt1的电流减小到零，以实现零电流关断。

6.2.2三相三开关功率因数校正改进方案[13]

(1)储能电感的每一相都有自己的交流开关来工作，形成一个升压倍压整流器，每一相的工作方式类似单相升压pfc，电感电流连续，理论功率因数为1。

(2)采用三电平技术，开关管和二极管的耐压与单相pfc电路相同。

(3)控制电路与三个单相升压功率因数校正电路几乎相同。

图6三相三开关pfc的改进方案

6.3单级高功率因数整流器

将pfc和dc/dc结合成一级整流器需要高输入功率因数、输入和输出之间的离线以及低输出纹波。单级整流器可以减少设备和功率损耗。

6.3.1由电流源转换器组成的三相离线功率因数校正[14]

当图7中的初级电路同时接通时，电感器lf存储能量；当vt1或vt2单管打开时，lf释放能量以提升电压。两个管子轮流打开，就像推挽变换器一样，但是两个管子都不允许在操作过程中关闭。控制电路相应地很复杂。

6.3.2由反激式转换器组成的隔离三相功率因数校正[15]

图8输入功率因数高，输出噪声可以解决，控制电路最简单。像单端dc/dc转换器一样，输入端必须有良好的抗干扰滤波器。适用于小功率。

图7由电流源转换器组成的三相离线pfc图8由反激式转换器组成的隔离三相pfc

7。其他人

在相应的参考文献[3]和[16]中描述了其他电路转换器方案和问题、电源系统、防雷和接地、阀控式蓄电池、监控和其他条件和发展。

参考

1于建军。具有无损缓冲电路的软开关双管正激变换器。通信电源技术，2001，4

2李长明。低损耗igbt/mosfet并联开关在开关电源中的应用通信电源技术，1997年6月第2期

3黄。通信电源技术动态电信快递。2001(8)

许。全桥pwm-dc/dc变换器谐振技术的发展通信电源技术，2000年3月，第1阶段

5许德宏。具有中高功率和高频隔离的pwmdc/dc功率转换器的拓扑结构。第十三届全国电力技术年会会议录，1999

6李斌、阮新波、李晋中。具有双电流整流模式的zvspwm三电平DC变换器。2001年第14届全国电力技术年会论文集

7郑国庆，华威。新型倍流整流电路的研究。通信电源技术，2002年8月第4期

8王正实。高输入电压三电平零电压软开关dc/dc转换器电路第十三届全国电力技术年会会议录，1999

9maohengchun，Fred . c . lee . reviewof powerfactorcorrectiontechniques，ipemc & # 3997

10何茂军、、傅。一种新型zvt-pwm软开关升压变换器。通信电源技术，2001年6月，第二阶段

11秦帝祥。通信电源中几个问题的探讨？通信电源技术，2001年6月，第2期

12黄、、三相单管改进型零电流关断功率因数校正器的研究2001年第14届全国电力技术年会会议录

13陈永贞，王国岭。当前连续三相功率因数校正第14届全国电力技术年会论文集

14 .陈永贞，王国岭。三相电流连续离线功率因数校正第十四届全国电力技术年会论文集

15黄。一种无低频滤波器的交流DC变换器主电路方案及测试。通信电源学报，1982

16黄汲清。通信电源的发展现状及前景。计算机和通信。北京:人民邮电出版社，1999(3)

作者简历

黄，教授，男，1934年出生。自1955年以来，他一直在北京邮电大学教书。曾任通信电源教研室主任、电路与系统中心副主任，曾在“通信电源”领域担任本科生和研究生的教学与研究工作。他是中国通信学会供电专业委员会委员，中国供电学会理事，电力电子学会理事。(邮寄地址:北京邮电大学118信箱，100876，电话:010-62281420)

黄晓君，副教授，女，1965年出生。硕士学位。自1995年起，他在北京邮电大学教授“通信电源”等本科课程，指导毕业设计，从事计算机监控、开关电源等研究方向的科研项目。

侯秀英，高级工程师，女，1950年出生，1978年至今在北京邮电大学工作。她曾任通信电源实验室主任，从事开关电源的研究工作。

-电信工程技术和标准化